風力發(fā)電系統(tǒng)中變流器作為電機連接電網的核心裝置獲得普遍應用。由于風力發(fā)電用并網變流器功率容量較大， 直流母線兩端的電壓較高，為降低功率器件應力PWM信號開關頻率受到限制，頻率范圍通常在~k（Hz）之間，開關頻率的降低導致變流器網側輸出電流中的諧波分量增加。采用常規(guī)的LC濾波需要較大的電感量，電感量的增加提高了成本，增加了裝置的體積，不利于變流器控制。在變流器設計中引入LCL濾波器。采用變流器電流間接控制結合電網電壓前饋補償?shù)目刂撇呗裕梢允瓜到y(tǒng)具有較好的穩(wěn)定性和動態(tài)性能。 風力發(fā)電變流器的數(shù)學模型 基于LCL濾波器的風力發(fā)電用變流器結構如圖所示。其中 為三相電網電動勢，假定電網電動勢為三相平穩(wěn)的純正弦波，不考慮并網變流器直流母線兩端電壓波動，濾波電感是線性的，且不考慮飽和，主電路開關元器件為理想開關元件，根據(jù)基爾霍夫電壓電流定律和并網變流器工作原理，可得到并網變流器數(shù)學模型為： （k = a,b,c）， 直流側電壓； 、 網側電感、寄生電阻， 、 橋臂側電感、寄生電阻， 濾波器電容； 、 、 網側電流、電容器電流、橋臂側電流； 直流側電流，ek電網電動勢，R開關管等效電阻，uNO直流側負母線對交流中性點電壓，iL負載電流。由變流器的數(shù)學模型可知，同典型L型并網變流器相比采用LCL濾波的并網變流器，數(shù)學模型中變量數(shù)目較多，增加了系統(tǒng)的復雜性。   三相坐標系下的數(shù)學模型具有物理意義清晰，直觀等特點，但是在該數(shù)學模型中，三相交流側電壓回路方程均以時變信號出現(xiàn)，不利于控制系統(tǒng)設計。為此，可將三相靜止坐標系下的正弦量通過坐標變換變換成dq坐標系下的直流量，從而簡化了控制系統(tǒng)設計。并網變流器在dq坐標系下的數(shù)學模型為：   其中   ucqq軸電容電壓，ucqd軸電容電壓，   iqq軸橋臂電流，idd軸橋臂電流，iqq軸網側電流，idd軸網側電流，edd軸電網電動勢，eqq軸電網電動勢， 基于LCL的變流器控制策略 .基于dq坐標系的變流器解耦控制   由于電能的雙向傳輸，當PWM變流器從電網吸收電能時其運行于整流工作狀態(tài)；當PWM變流器向電網回饋電能時其運行于逆變工作狀態(tài)，因此PWM變流器實現(xiàn)了綠色電能變換。網側電流與電網電壓同相，變流器網側呈正電阻特性，實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行，負載從電網吸收有功功率，變流器運行在逆變狀態(tài)，網側電流與電網電壓反相，變流器網側呈負電阻特性，實現(xiàn)單位功率因數(shù)逆變控制，負載向電網發(fā)送有功功率。   根據(jù)并網變流器數(shù)學模型可知，與獨立逆變控制輸出電壓不同，并網變流器控制電網的電流ik（k=a,b,c），而ik由加在輸出濾波器兩端的電壓uk和usk決定，考慮到uk是不可控量，輸出電流ik由變流器橋臂的輸出電壓決定，因此并網變流器的控制策略就是選擇合適的變量控制橋臂輸出電壓，在保證系統(tǒng)穩(wěn)定運行的同時，控制輸出電流ik滿足系統(tǒng)要求。本文采用變流器直接輸出電流ik間接控制并網輸出電流ik與電網電壓前饋相結合的控制策略，為提高控制精度和動態(tài)響應速度在電流環(huán)中引入電網電壓前饋，其目的是克服電網擾動對LCL濾波器的影響，很大程度上減少系統(tǒng)對調節(jié)器增益的依賴，加快系統(tǒng)的響應。有利于電流內環(huán)調節(jié)器的設計，即使采用簡單的比例調節(jié)也可以獲得較好的電流跟蹤特性和魯棒性，擴大了調節(jié)器參數(shù)的選擇范圍。   PWM變流器電網電壓定向矢量控制將（d,q）同步旋轉坐標系的q軸按電網電壓矢量E定向。此時，電網電壓的d軸分量為零Ed=,PWM變流器交流側電流矢量的q軸分量iq為有功電流，d軸分量id為無功電流。電網電壓定向矢量控制可以方便地實現(xiàn)網側有功功率和無功功率的解耦控制。為了實現(xiàn)PWM變流器單位功率因數(shù)運行，通常無功電流分量id的給定值設為零。   由式（）可以看出d、q軸電流不獨立，存在交叉耦合關系，變流器電路雖是靜止電路，但變換至旋轉坐標系中，經電感作用會使d、q軸之間產生耦合，控制系統(tǒng)只有通過解耦才能單獨控制id、iq,式中dq軸電流除受控制量VdcSq、VdcSd的影響外，還受到交叉耦合電壓 、 擾動和電網電壓的擾動。因此單純的d、q軸電流負反饋不能實現(xiàn)解耦。引入電流狀態(tài)反饋解耦以及電網電壓作為前饋補償，即可實現(xiàn)由ud、uq分別獨立控制。應用傳統(tǒng)的PI控制器，控制效果不好，為此采用前饋解耦控制策略，三相同步旋轉坐標系下電流控制時的電壓指令為：   圖為變流器控制原理圖，給定指令電壓udc*與實際直流側電壓udc比較后經PI調節(jié)器得到電流有功分量指令iq,id、iq 與交流側實際電流比較后經PI環(huán)得到指令電壓Ud、Uq,經過電網電壓、電感電壓交叉分量的前饋補償后， 將所得電壓指令送入PWM合成器， 作為控制PWM開關的指令電壓。為了提高變流器的動態(tài)性能，采用了直流電壓外環(huán)和電流內環(huán)的雙閉環(huán)控制方式，內環(huán)為電流環(huán)，外環(huán)為電壓環(huán)。電壓環(huán)的主要作用是控制直流母線電壓，電流環(huán)根據(jù)電壓環(huán)給出的電流指令對交流側輸入電流進行控制，控制算法考慮了d、q軸之間電流解耦；為了提高系統(tǒng)對負載擾動和電網電壓波動的抗干擾能力，減少由此產生的波動，引入了電網電壓的前饋控制。實現(xiàn)了網側并網變流器的有功、無功的解耦控制。 . 濾波器設計   由于控制系統(tǒng)與T型濾波器本身的參數(shù)有關，因此在進行變流器控制系統(tǒng)設計前必須先確定濾波器的參數(shù)。對于典型并網逆變器，在不考慮電網諧波影響條件下，必須通過濾波電感衰減其輸出電流中的開關頻率諧波分量，其中開關頻率的諧波電流計算式為：   式中fs為PWM信號的開關頻率，fout為輸出電流基波頻率取hz,L為濾波電感。同樣在設計T型濾波器時首先參照典型并網逆變器電感設計方法，根據(jù)方程（）和期望諧波電流幅值來確定T型濾波器中所需總電感量上限值，然后選取合適的電感量就可以獲得對稱的L與L參數(shù)。設計電容c時要考慮所選擇的電容參數(shù)既要對開關頻率諧波電流有很好的分流作用，又要確保系統(tǒng)具有一定工作頻帶。電容c的參數(shù)選擇依據(jù)為：   其中p為諧波電流相對于額定輸出電流的衰減系數(shù)，方程（）（）給出了針對開關頻率諧波電流設計T型濾波器參數(shù)的基本原則。T型濾波器具有自身的諧振效應，為避免諧振的影響，該諧振頻率應該限制在倍的工作頻率與/的開關頻率之間，以免由于諧振問題在輸出電流中產生較大的諧波，污染電能質量。 實驗結果分析   為驗證上述控制策略的實用性，在實驗室構建了KW的變速恒頻風力發(fā)電的模擬平臺，網側變流器的額定功率為KW,直流母線電壓V,直流側平波電容uf,額定電流A,L=.mH,R=R=.Ω，L=.mH, C=uF,開關頻率設為kHz.圖為采用LCL型濾波器的并網變流器輸出的電壓電流波形。并網變流器采用LCL型濾波器，可以有效衰減輸出電流中的諧波分量，滿足系統(tǒng)設計要求的同時降低濾波器電感取值，且不影響系統(tǒng)以負單位功率因數(shù)穩(wěn)定運行。圖與圖分別為進行正負階躍擾動實驗時的電流響應波形，曲線i為采用電感濾波的變流器電流波形，曲線i為采用LCL型濾波器的變流器電流波形，從中可以看出與典型并網變流器相比，采用LCL型濾波器的并網變流器動態(tài)響應很快，AA和AA階躍響應只需一個正弦波周期就可以進入穩(wěn)態(tài)。   詳細分析了采用LCL型濾波器的風力發(fā)電變流器在dq坐標系下的數(shù)學模型，針對采用LCL型濾波器對并網變流器系統(tǒng)帶來的不穩(wěn)定性，采用并網變流器電流。 伊萊專業(yè)致力于濾波器、電抗器、變壓器的研發(fā)及制造，并提供諧波治理、無功補償、電磁干擾等電能質量一體化解決方案。引進德國設計技術、生產工藝先進，設備精良，測試平臺齊全。伊萊也是年十大濾波器廠家，十分注重技術開發(fā)和技術創(chuàng)新，在用戶中一直享有較高聲譽。

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